微小位移测量系统 本文简介：
摘要电感测微仪是一种分辨率较高、工作可靠、使用寿命很长的测量仪，应用于微位移测量己有比较长的历史。国内生产的电感测微仪存在漂移大、工作可靠性不高、高精度量程范围小等问题。本设计针对中原仪器厂DFG-5型峰值电感测微仪，对其电感测量电路进行了一定的设计和改进。对电感测微仪的正弦波生成电路、交流分档放大
微小位移测量系统 本文内容：
摘
要
电感测微仪是一种分辨率较高、工作可靠、使用寿命很长的测量仪，应用于微位移测量己有比较长的历史。国内生产的电感测微仪存在漂移大、工作可靠性不高、高精度量程范围小等问题。本设计针对中原仪器厂DFG-5型峰值电感测微仪，对其电感测量电路进行了一定的设计和改进。对电感测微仪的正弦波生成电路、交流分档放大电路、带通滤波电路、相敏检波电路、数据采集电路等进行了精确的分析和相应的设计,并提出了必要的改进措施。主要在电路的制作与调试方面，从电路的合理布局与布线、电子元器件的选择与安装、电路的调试等方面做了，并通过软件实现数据处理,使测量精度得到进一步的提高的可能。通过一系列的测试实验,对传感器的性能进行了一定的评价。实验表明，电感测微仪性能比较稳定，简化了制造工艺，增强了数据通信处理能力，达到数字化改造的目的。关键词:
电感测微仪；单片机；数字信号发生器；相敏检波；串口通信
ABSTRACTInductance
micrometer
is
a
kind
of
relative
high
resolution,
reliable
operation,
long
service
life
measuring
instrument,
has
a
relatively
long
history
used
in
micro-displacement
measurement.
Domestic
production
of
inductance
micrometer
to
drift,
work
reliability
is
not
high,
high-precision
range
of
small
issues
and
so
on.
This
design
is
based
on
the
Central
Plains
Instrument
DFG-5-type
peak
inductor
micrometer.
its
inductance
measurement
circuit
has
been
improved.
The
inductance
micrometer’s
Sine-wave
generating
circuit,
amplifier,
band-pass
filter
circuit,
phase-sensitive
det-
ection
circuit,
data
acquisition
circuit
was
redesigned
base
on
theoretical
analysis
and
experiment.
Mainly
work
in
the
circuit
fabrication
and
commissioning,
the
rational
distribution
and
wiring
from
the
circuit,
the
selection
and
installation
of
electronic
components,
circuit
debugging
and
so
do,
and
through
software
for
data
processing,
the
measurement
accuracy
may
be
further
improved.
Through
a
series
of
test
experiments,
the
performance
of
the
sensor,
which
must
be
evaluated.
Experiments
show
that
inductance
micrometer
relatively
stable
performance,
simplifying
the
manufacturing
process,
enhanced
data
communication
processing
capability
to
meet
the
digital
transformation
purposes.Key
words:
Inductance
micrometer；Microprogrammed
Control
Unit；
Digital
signal
generator；Phase
sensitive
detector；
Serial
communication第一章
绪论
1.1
国际精密加工测量技术概况
精密技工技术作为机械加工行业的尖端领域，随着电子技术的发展相关仪器仪表更加智能化和微型化。
目前，精密加工已从单一的技术方法发展为智能制造系统的最重要组成部分。其中测量技术是实现精密工的前提和保证。加工的过程中要对被测件的质量进行检测，还要对检测的信号进行数字化处理，反馈到控制系统，保证加工的质量。位移量的的测量已成为精密技工系统的至关重要的环节。
1.2
电感测微仪及现状分析
在精密加工技术迅猛发展的今天，测量技术水平、测量精度的不断提高显得尤为重要，而国内的精密加工现状，如何降低测量技术成本和降低加工成本，使之能够在工程实际中的到更广泛的应用，并降低对环境和操作水平的要求是目前需要解决的问题。因此设计通用想好、价格便宜、数字化程度高的测量仪器，避免单纯提高而付出的昂对代价，对国内更有意义。
电感测微仪是一种建立在电磁感应基础上，利用线圈的自感或者互感系数的改变来实现非电量（主要是位移）测量的是低成本、高精度测量仪。
电感测微仪具有很高的分辨率、很长的使用寿命、线性和稳定性较好、结构简单、输出功率大
、阻抗较小、抗干扰能力强且价格便宜、安装简单、对工作环境要求不高，因此在精密加工领域得到非常广泛的应用。
电感测微仪主要用于接触式测量，在精密测量中既可以单独使用也可以多个传感器一起使用。单独使用时，一般用来测量单方向的微小尺寸，多个使用时一般用来测量工件和机床的个各种形状误差。在精密测量中配以相应的的测量装，可以实现长度、形状、振动精密等。
本设计针对DFG-5型电感测微仪进行数字化改造，以达到在理论和实践上的尝试。
1.3
基于微机的测量仪表设计任务
对于国内测量仪器发展历史和发展状况进行分析，对测量仪器的主要要求为精度要求、可靠性要求、经济性要求。
（一）
精度要求
对于测量仪表首先具有高精度，即要求测量装置能准确地测量被测对象的状态和参数，这是获得高质量产品的前提和基础。测量电路的设计与制作、运行软件都会印象整个仪器的测量精度。
（二）
可靠想要求
面向具体的工作环境，测量仪表的可靠性和安全性也必须考虑的一项要求。影响仪表正常工作的因素诸如电网电压、温度、湿度、振动等外部因素外，主要的内部因素：电子元器件的性能和可靠性、电子元器件的安装和电路的调试、二次测量电路的设计与软件的运行。
（三）
经济性要求
面向国内的具体情况，经济性也是具体要考虑的要求。一个成本高昂的电路难以获得广泛的应用，希望能在满足性能要求的情况加尽量简化电路，合理设计电路，能在不对器件提出过分要求的情况下获得良好的性能。
1.4
毕业设计的内容
本设计针对于国内的电感测微仪存在的普遍问题，从精度、可靠性、经济性要求的角度，合理的设计电感测微仪的测量电路，希望从电路的设计、制作、调试以及软件等方面提高电感测微仪的精度、抗干扰性，降低生产成本。
具体的任务有：
1)
电感传感器测量电路的设计制作与调试
2)
数据的处理，利用软件的灵活性对采集数据中的随机误差和系统误差进行处理
3)
传感器的性能分析和评价
第二章
电感测微仪测量电路的设计与改进
2.1
电感传感器的工作原理
2.1.1
电感传感器的实现方式及各自的特点
电感传感器是一种建立在电磁感应基础上，利用线圈的自感或互感变化原理来实现非电量电测的传感器。传感器测头检测到被测物体的位移，通过测杆带动衔铁产生移动，从而使线圈的电感或互感系数发生变化，电感或互感信号再通过引线接入测量电路进行测量。当传感器用自感原理时，首先把被测量的变化转化为自感L的变化，自感L接入不同的测量电路就可以转换成电信号输出。自感L又称电感，人们习惯上称谓的电感式传感器(LVIT)就是特指这一种。当用互感原理时,主要的一种常做成差动变压器形式,这时一侧线圈要用固定电源激磁,它与两个二次侧线圈间互感M的变化可导致二次侧线圈产生电压信号输出。因为它具有差动变压器的形式,故习惯上称为差动变压器式传感器(LVDT)。此外,还有利用电涡流原理的电涡流式传感器,利用压磁原理的压磁式传感器,利用互感原理的感应同步器等。本文论述的就是利用线圈的自感原理实现非电量测量的自感式传感器(LVIT)。
根据磁路的基本知识,线圈的自感可按下式计算
L=
其中
N—线圈的匝数
R—磁路总磁阻数
在气隙厚度较小的情况下,可以认为磁场是均匀的,若忽略磁路铁损,则总的磁阻为
其中——各段导磁体的长度
——各段导磁体的磁导率
——各段导磁体的截面积
——空气隙的厚度
——真空磁导率
——空气隙截面积
因此，线圈的电感跟空气隙的厚度、空气隙的面积、导磁体的长度等有关。根据改变空气隙的厚度、空气隙的面积、磁体的长度来实现电感的变化,从而实现测量的工作原理,自感式电感传感器可分为气隙型、截面型、螺管型。气隙型截面型
螺管型1一线圈，2一铁心，3一衔铁。
气隙型传感器灵敏度高，对后续测量电路的放大倍数要求低，它的缺点是非线性严重，为了限制非线性，示值范围只能较小，由于衔铁在运动方向上受铁心的限制，故自由行程小。截面型具有较好的线性，自由行程较大，制造装配比较方便，但灵敏度较低。螺管型则结构简单，制造装配容易，由于空气隙大，磁路的磁阻高，因此灵敏度低，但线性范围大；此外，螺管型还具有自由行程可任意安排、制造方便等优点，在批量生产中的互换性较好，这给测量仪器的装配、调试、使用带来很大的方便，尤其在使用多个测微仪组合测量形状的时候。因为螺管型的这些优点,所以我们采用螺管型差动式电感测头。
2.1.2
螺管型电感传感器的结构及工作原理分析
2.1.2.1
差动式的结构及工作原理
对于差动式螺管型传感器的结构如图图
差动式传感器结构若=，则其沿轴向的磁场强度为用曲线表示如下图
差动式线圈磁场强度与位移
由曲线表明:当铁芯的长度取为0.6L时,则铁芯工作在H曲线的拐弯处,此时沿轴向的磁场强度变化小，认为磁场均匀。若铁芯向其中一个线圈移动时,则该线圈的电感增加，而另一个线圈的电感减少,则和大小相等，符号相反,其值为所以传感器的差动输出为：由上式表明:
1
差动式比单线圈式其灵敏度提高了一倍;
2
要提高灵敏度,应使线圈与铁芯尺寸比值和
尽量小，但另一方面尺趋向于1时,由图
可知，传感器的非线性误差会增加；
3
选用铁芯的导磁率产，大的材料也可以提高灵敏度；
4
与成正比。若被测量与，成正比,则与被测量也成正比。但实际上,
由于磁场强度分布的不均匀性,输入量与输出量之间的关系是非线性的。
采用差动式结构,除了可以改善非线性、提高灵敏度之外,对电源电压、频率波动以及温度变化等外界影响也有补偿作用,从而可以提高测量精度。
螺旋管差动式电感侧头的结构主要由：它主要由测头10、衔铁3、以及两个电气参数和磁路完全相同的线圈2和4组成。测头10与被测物体直接接触,当被测物体产生微小的位移时,测头10通过测杆8带动衔铁在电感线圈2和4中产生移动,使其中一个线圈的电感增加,另一个线圈的电感减少,形成差动结构。其中9为防尘外罩,7为滚珠导轨,1为引线,5为使测杆复位的弹簧。
图1
电感测量头的结构等效电路示，其中R
c拜师铜线圈的内阻，re和Rh
分别表示电感线圈的涡流损耗，C电容反映了线圈的容抗，激励电源的工作频率需要考虑该问题。两电感线圈的阻抗为：Z=R+j
ωL，其中。
测量电路中，最常用的是变压器电桥。如图3所示，它从变压器的中心抽头，把次级分为两个绕组接入是电桥成为对称的两臂，当次级线圈来那个电感系数相同时U1=U2=。
当两线圈间的衔铁发生位移的时候电感系数变化，电压差△U。电感线圈的角频率ω，在某位置的电感量为△L，则在输出端的值为
电感线圈等效电路变压器电桥电桥电源的幅值和频率直接影响传感器的。因此,电感传感器激励电源的质量对整个测量系统的稳定性和精度是很关键的。
2.2
电路总体设计
电感传感器的测量电路主要包括正弦波生成电路、变压器电桥、交流放大电路、滤波器A/D采样电路、工/0及计算机部分，如图
所示。
由DDS数字信号发生器产生频率稳定的正弦波信号，然后经过低通滤波，滤除其中的高频杂波并且起到缓冲放大的作用，作为激励电源供给变压器电桥。当测量头检测工件使测杆产生微位移时，电桥平衡改变，作为激励电源提供给变压器电桥。当测头检测工件使测杆产生微位移时,电桥平衡改变,输出含有被检测工件位移信息的正弦调幅波,信号经分档、交流放大、带通放大后，送入到模数转换器，进入MCU然后传输到计算机进行进一步的处理。
2.3
正弦波发生电路的设计
2.3.1
DDS构成
激励信号源的质量对整个系统的稳定性和精度至关重要。采用有源石英晶振和AD9850构成的信号源，可以再保证精度的前提下，使时钟源有较大的灵活性。石英晶体的物理特性十分稳定，现在生产的石英晶体的频率稳定度可达30ppm.在-30度~70度的仍能保持较高的稳定性。
AD9850是AD公司生产的最高时钟为125
MHz、采用先进的CMOS技术的直接频率合成器，主要由可编程DDS系统、高性能模数变换器（DAC）和高速比较器3部分构成，能实现全数字编程控制的频率合成。如
图所示。图
AD9850内部结构
AD9850内含可编程DDS
系统和高速比较器，可实现全数字编程控制的频率合成。可编程DDS系统的核心是相位累加器，由一个加法器和一个N位相位寄存器组成，N
一般为24～32。每来一个外部参考时钟，相位寄存器便以步长M递加。相位寄存器的输出与相位控制字相加后可输入到正弦查询表地址上。正弦查询表包含一个正弦波周期的数字幅度信息，每一个地址对应正弦波中0°～360°范围的一个相位点。查询表把输入地址的相位信息映射成正弦波幅度信号，然后驱动DAC
输出模拟量。
相位寄存器每过2N/
M
个外部参考时钟后返回到初始状态一次，相应地正弦查询表每经过一个循环也回到初始位置，从而使整个DDS系统输出一个正弦波。输出的正弦波频率fout
=
M*fc/
2的N次方（fc
为外部参考时钟频率）。AD9850
采用32
位的相位累加器将信号截断成14
位输入到正弦查询表，查询表的输出再被截断成10
位后输入到DAC
，DAC
再输出两个互补的电流。DAC
满量程输出电流通过一个外接电阻RSET调节，典型值3.9。将DAC
的输出经低通滤波后接到AD9850
内部的高速比较器上即可直接输出方波。在125MHz
的时钟下，32
位频率控制字可使AD9850
输出频率分辨率达0.
0291Hz
。
2.3.2控制方式
D9850有40
位控制字，32
位用于频率控制（低32位），5
位用于相位控制，1
位用于电源休眠(
Powerdown)
控制，2位用于选择工作方式。这40
位控制字可通过并行或串行方式输入到AD9850
。在并行装入方式中，通过8
位总线D0
—D7将数据输入到寄存器，在W
-
CL
K
的上升沿装入8位数据，并把指针指向下一个输入寄存器，在重复5
次之后再在FQ
-
UD
上升沿把40位数据从输入寄存器装入到频率/
相位数据寄存器(更新DDS
输出频率和相位)
，
同时把地址指针复位到第一个输入寄存器。
AD9850的复位(RESET)
信号为高电平有效，且脉冲宽度不小于5个参考时钟周期。AD9850的参考时钟频率一般远高于单片机的时钟频率（小厮所用为单片机89C51，使用12M晶振），
因此AD9850的复位(RESET)端可与单片机的复位端直接相连。2.4
可控增益放大模块
放大模块由LF356组成的前置放大模块
和
VCA810组成的可控增益放大模块组成。
VCA810是直流耦合宽带连续可变电压控制增益放大器。它提供了差分输入单端输出转换，用来改变高阻抗的增益控制输入超过-
40DB增益至+40
dB的范围内成dB/
V的线性变化。在电源电压为±5V的情况下，将调整为VCA810的增益控制电压在0V输入-
40DB增益在-2V输入到+40
dB。增益控制曲线如前如图
所示。通过单片机所带的12为内置DA，可以实现的步进增益控制。出色的共模抑制，并在两个高阻抗输入的共模输入范围允许VCA810提供差分接收器的操作与增整。以地为参考的输出信号。零差分输入电压给出了一个很小的直流偏移误差0V输出。低输入噪声电压确保在最高增益设置好输出信噪比。在实际应用中脉冲前沿的信息是至关重要的和正在使用的VCA810以平衡不同的信道损耗，群延迟变化最小增益设置将保留优秀的脉冲边沿信息。图
VCA810压控放大电路
2.5
相敏检波
2.5.1相敏检波原理
相敏检波电路是具有鉴别调制信号相位和选频能力的检波电路。
相敏检波电路能够鉴别调制信号相位，从而辨别被测量的变化方向，同时相敏检波电路还具有选频的能力，从而提高测控系统的抗干扰能力。从电路结构来看相敏检波电路的主要特点是，除了所需的解调信号外，还要输入一个参考信号。有了参考限号就可以用来鉴别输入信号的的相位和频率。相敏检波电路与滤波器配合可将条幅波还原成原信号波形，起到解调作用。调制与解调过程（波形转换）的过程。为了使相敏检波器能共正常工作，其参考电压Ur与测量限号电压Ux应满足一下几个条件
1.
频率特征：调制信号
与参考信号必须完全相同
2.
幅度特征：Ur>>Ux,在实际的应用中至少10倍，频率距离越远包络的特性越好，并且方便滤波器设计。
3.
相位条件：最好是同向或者反向，这一点若不能严格尊谁，相敏检波器仍能工作，但性能会有一定影响。低通滤波电路
为了消除高频噪声，对放大后的信号进行滤波，滤波器的的截止频率为正弦波的载波频率，电路设计采用
2.6
MSP430F169核心控制系统
控制系统由MSP430F169单片机为核心，包括了复位、时钟电路和按键输入外围电路。
MSP430F16x系列是超低功耗Flash型16位RISC指令集单片机。它采用"冯-纽曼"结构，RAM、ROM和全部外围模块都位于同一个地址空间内。MSP430F16x单片机的设计结构完全以系统低功耗运行为核心。它的体系结构由
五种低功耗模式组成，最优化延长电池寿命以利于便携式的测量应用。MSP430x15x/16x/161x
系列是微型控制器配置与二个固定16
位定时器,
8路快速的12
位A/D
转换器,
双路12
位D/A
转换器,两个通用连续同步/非同步通信接口(USART)，
I2C
、DMA,
和48
个I/O
引脚。芯片资源：
1.定时器B7
(仅MSP430x16x/161x)：定时器B7是带有七种捕获比较记数器的16
位定时器/记数器。
定时器B7
支持倍数捕获比较,
PWM
输出,
和间隔定时。
定时器B7
并且有强大的中断能力。中断可在记数器在溢出时和各捕获比较记数器引发。
2．比较器A：比较器A
模块的主要作用将支持精精密的斜率模数转换,电池电压监控,
和外模拟信号监视。
3.
ADC12：
ADC12
模块支持快速12
位模数转换。
模块使用12位SAR生核心,
采样选择控制,
参考发电器和16
个字节的转换和控制缓冲。
转换和控制缓冲允许无任何CPU
干预的16
个独立ADC
采样转换和存放。
4.
DAC12：
DAC12
模块是12
位,
R
阶数模转换模块,
电压输出
。
DAC12
也能使用在8
或12
位方式,并且可以使用与DMA控制器一起使用。
当多个DAC12
模块存在,
他们可以一起被编组同步操作。在本次设计中直接引用MSP430F169单片机中本模块的D/A
转换功能。
5.DMA控制器：DMA控制器允许数据不经CPU
干预从一个存储地址移动到另一个。例如,
DMA控制器能被使用从ADC12转换存储数据到RAM。使用DMA控制器能增加外围模块流量。DMA控制器通过允许CPU在没有数据移动到外围器件时保持在睡眠方式而不唤醒以减少系统功耗。
6.晶振和系统时钟：时钟系统在器件MSP430x15x
和MSP430x16x(x)由32768
赫兹晶体控制振荡器、内部数控晶振的基本的时钟模块
(数控晶振)
和高频率晶体控制振荡器组成。基本的时钟模块的设计符合低成本和低功耗的要求。内部数控晶振提供一个快速打开的稳定在6微秒之内时钟源。基本的时钟模块提供以下时钟信号：
7系统时钟：
辅助时钟(ACLK),
32768
赫兹晶振或一个高频率晶振
主要时钟(MCLK),
系统时钟由CPU.
子时钟(SMCLK),
子系统时钟通过外围模块使用。
8.数字式I/O：有六个8位I/O
口P1
到P6。所有I/O
位都是独立可编程序的。
可进行任一个输入、输出,
和中断状态的组合。中断输入功能由P1
和P2口所有八位端口执行。对端口控制记数器的读写通过指令执行。
9.看门狗定时器：看门狗定时器(WDT)
模块的主要作用在软件问题发生之后是控制系统重启。如果到选择的间隔时间,
则引起系统重启。如果看门狗不作用,被用作时间定时器,
在选择的间隔时间引起中断。
10.乘法器(仅MSP430x16x/161x)：乘法操作由一个专用的外围模块支持。不仅支持有符号和无符号乘法，同时支持有符号和无符号倍增和累加操作。操作数被载入外转围记数器之后，操作的结果立即被存储。不需要另外的时钟周期。
11.
CPU：MSP430
CPU
是16
位RISC对应用程序高度透明的结构。除程序流动指令之外，所有操作都在记数器操作七个寻址模式时执行，以操作数和四个寻址模式为目的操作数。CPU
集成16
位记数器以减少指令执行时间。记数器之间的操作执行时间为CPU
时钟的一个周期。四个记数器,
R0
到R3为程序计数器,
堆栈指针,
状态寄存器,和恒定的发电器，记数器通用寄存器。外围器件被连接到CPU
使用数据,地址和控制总线,
并且能被所有指令处理。
指令组：指令组包括51
条指令与三种格式和七个寻址方式。
每条指令在字和字节数据之间操作。
工作方式：
MSP430
有一个有活动模式和五种软件可选择的低功率运行方式。中断事件可能触发器件服务请求恢复到任何五个低功率方式中的任何一个。低功率方式从中断程序返回。以下六种操作方式能被软件设置：
12.低功耗
活动方式AM：所有时钟有效的。
低功率方式0
(LPM0)：
CPU
不工作；
ACLK
和SMCLK
保留。
MCLK不工作
低功率方式1
(LPM1)：
CPU不工作。ACLK
和SMCLK
保留。
MCLK不工作数控晶振的
直流发生器不工作如果数控晶振
没被使用在活动方式。
低功率方式2
(LPM2)：
CPU
不工作，
MCLK
和SMCLK
不工作数控晶振的
直流发生器保留使能ACLK
保留活动。
低功率方式3
(LPM3)：CPU
不工作，MCLK
和SMCLK
不工作，数控晶振的
直流发生器不工作，ACLK
保留。
低功率方式4
(LPM4)：
CPU
不工作，ACLK
不工作，MCLK
和SMCLK
不工作，数控晶振的
直流发生器不工作，晶振停止。
MSP430F169单片机为64引脚封装，48个数字I/O，其中大部分引脚有复用功能。各引脚名称及功能如表所述。
2.7
滤波器设计
2.7.1
滤波器原理
模拟滤波器在预处理电路中几乎是不可少的。滤波器的功能是让指定（有用）频段的信号通过，而对其他频段的信号加以抑制、滤除或使其急剧衰减。在电子测量技术中，常用的滤波方式有低通滤波、高通滤波、带通滤波、带阻滤波、全通滤波（移相）等。
滤波器电路按有源无源可分为无源和有源两种。无源滤波器主要包括LC滤波电路和RC滤波电路两种。有源滤波器是由RC网络和运算放大器组成的。RC有源滤波器的使用范围是Q小于1000、频率小于1MHz的滤波。滤波器电路中常用的器件包括：RC器件、LC器件、开关电容（带有高速转换开关的电容）等。
根据本系统的特征决定使用有源滤波电路，原因如下：
1克服RC无源滤波电路消耗信号能量的缺点，使用放大电路和RC网络组成了有源滤波电路，以提高滤波性能。有源滤波的优点是：
2．由于不使用电感元件，体积小、重量轻，不需要磁屏蔽。
3．有源滤波电路中的运算放大器可加电压串联负反馈，可以获得高输入阻抗和低输出阻抗，从而可在输入与输出之间进行很好的隔离。这样可以通过级联的形式得到高阶的滤波器器，不必像LC滤波电路那样需要考虑级间的影响。
4．可在滤波的同时实现信号放大。2.7.2
滤波器电路结构的选择
在实际的应用中，在确定了滤波器类型、近似方式、阶数等参数之后，就进入了很关键的一步：电路拓扑结构的选择。不同的电路结构有着不同的特性：元器件数目、稳定性、敏感性、布线复杂程度。进一步确定滤波器的电路。
1．
Sallen-Key电路：
这是在《模拟电子技术》和《生物医学电子学》上推荐和使用的电路结构（VCVS），是最常见的。其电路布局如图14所示。
图14
Sallen-Key
Topology
其特点是：
（1）元件数目相对较少；
（2）元件值分布范围小；
（3）正增益，可调，可获得较高数值和精度的增益；
（4）可使用电位器调整滤波器增益；
（5）输出阻抗低；
（6）特性容易调整；
（7）Q值对元件变化的敏感度高（在低Q电路不需要考虑此缺点）。2．
MFB电路：MFB（Multiple
Feedback，多端负反馈电路）电路又称无限增益多路反馈电路或者Rauch电路。其电路布局如图15所示。图15
MFB
Topology
其特点是：
（1）负增益，可用于需要倒相的场合；
（2）通带增益敏感度高，不易于实现精确增益；
（3）所用元器件少；
（4）特性稳定；
（5）输出阻抗低；
（6）中心频率易于调整；
（7）Q值对元件变化敏感度低（可用于Q较高的带通电路中）。
3．前馈双二次型电路
电路结构如图16所示：图16
前馈双二次型这种电路的特点是：
（1）元件数目较多；
（2）便于调整；
（3）稳定性好。
（4）Q敏感性低。
综上所述：选择MFB电路作为滤波器电路类型。
2.7.3
滤波器设计结果
根据需求需要设计设计通频带为1K
和15K的低通滤波器，分别用于解调模块
和DDS信号模块。
1.
调制模块低通滤波器
解调模块用于将有用信号从10KHz的载波中解调出来，在10KHz是幅度衰减大于40dB，由此设计三阶Butterworth低通滤波器。幅频相应
2
DDS
模块地通过滤波器
该模块主要滤除有DDS芯片内部DA的高频信号，对衰减要求不是很高，所以使用二阶Butterworth低通滤波器，截止频率设定为15KHz。
.
2.8
AD采样与数据传输
第三章
电路的抗干扰性设计
第四章
数据处理
第五章
电感测微仪的测试和评定
全文总结
致谢
参考文献
[1]
张馥生.
电感测微仪检定装置不确定度分析[J].
计量与测试技术,
2009,
3:
037.
[2]
洪小丽,
李涛.
电感测微仪中激励电源的研究[J].
组合机床与自动化加工技术,
2007,
5:
4O-42.
[3]
洪小丽.
电感传感器测量电路设计与改进
[学位论文][D].
,
2003.
[4]
王选择,
赵新泽,
谢铁邦.
电感式测微仪的直接数字化处理研究[J].
仪器仪表学报,
2005,
26(12).
[5
]
袁鸿,
苏勋家.
电感式测微仪智能终端设计[J].
计量技术,
2006,
4:
010.
[6]
洪小丽,
戴一帆.
改善电感测微仪二次测量电路精度的措施[J].
国防科技大学学报,
2003,
3:
103-106.
[7]
戚新波,
范峥,
陈学广.
高精度电感测微仪电路的设计[J].
华北水利水电学院学报,
2005,
26(4):
31-33.
[8]
范江波,
霍海波.
基于
C8051F005
的电感式电子柱测微仪设计[J].
电子测量技术,
2012,
35(6):
109-112.
[9]
洪小丽,
黄登红.
精密电感测微仪中的数字相敏检波技术[J].
制造技术与机床,
2007,
7:
033.
[10]
洪小丽,
黄登红.
精密电感测微仪中的数字相敏检波技术研究[J].
计量技术,
2007,
5:
001.
[11]
刘永松.
数字调幅式电感测微仪系统研究[D].
哈尔滨工业大学,
2009.
[12]
洪小丽.
提高电感测微仪测量电路精度的关键技术[J].
制造业自动化,
2009,
8:
45-47.
[13]
谭志伟,
马俊龙.
提高电感测微仪精度的软件方法[J].
新乡学院学报
(自然科学版),
2008,
2:
023.
[14]
徐振高,
杨曙年.
智能电感测微仪的研制[J].
宇航计测技术,
1991,
6:
002.
[15]
张守愚,
俞朴.
智能化高精度电感测微仪[J].
传感技术学报,
1988,
1:
007.
[16]中原仪器厂.DFG-5/4型峰值电感测微仪使用说明书
[17]
Texas
Instruments.
MSP430
Hardware
Tools
User"s
Guide.2009
[18]
Texas
Instruments.MSP430F15x,
MSP430F16x,
MSP430F161x
MIXED
SIGNAL
MICROCONTROLLER.2009
[19]
Texas
Instruments.Msp430x1xx
Family
User’s
Guide
.2006
[20]
Texas
Instruments.
Datasheet
for
LF155/LF156/LF256/LF257/LF355/LF356/LF357b
JFET
Input
Operational
Amplifiers,2003
[21]Fairchild
Semiconductor.
Datasheet
for
LM317
3-Terminal
Positive
Adjustable
Regulator.2002
[22]Analog
Devices
.Datasheet
for
Ultralow
Offset
Voltage
Operational
Amplifiers
OP07.2002
[23]
Analog
Devices.
Datasheet
for
CMOS
125
MHz
Complete
DDS
Synthesizer
AD9850.2004
[24]
Texas
Instruments.
Datasheet
for
High
Gain
Adjust
Range
Wideband
VARIABLE
GAIN
AMPLIFIER
VCA810.2003
[25]
Texas
Instruments.
DEM-VCA-SO-1A
Demonstration
Fixture
User’s
Guide.2005
Europaisches
Patentamt
European
Patent
Office
Office
européen
des
brevets
Publication
number:
0
371
020
B1EUROPEAN
PATENT
SPECIFICATION
Date
of
publication
of
patent
specification:
01.09.93
Int.
CI.3:
G01R27/26
Application
number:
88903834.5
Date
of
filing:
05.05.88
International
application
number:
PCT/EP88/00376International
publication
number:
WO
89/11105
(16.11.89
89/27)CIRCUIT
FOR
MEASURING
VARIABLE
INDUCTANCE.Date
of
publication
of
application:
06.06.90
Bulletin
90/23Publication
of
the
grant
of
the
patent:
01.09.93
Bulletin
93/35Designated
Contracting
States:
DE
FR
GB
ITReferences
cited:
GB-A-
2
059
604
GB-A-
2
062
254
US-A-
4
477
772
Proprietor:
ROBERT
BOSCH
GMBH
Postfach
30
02
20
D-70442
Stuttgart(DE)Inventor:
FISCHER,
Werner
Bergstrasse
14
D-7257
Ditzingen
5(DE)
Note:
Within
nine
months
from
the
publication
of
the
mention
of
the
grant
of
the
European
patent,
any
person
may
give
notice
to
the
European
Patent
Office
of
opposition
to
the
European
patent
granted.
Notice
of
opposition
Q.
shall
be
filed
in
a
written
reasoned
statement.
It
shall
not
be
deemed
to
have
been
filed
until
the
opposition
fee
fJd
has
been
paid
(Art.
99(1)
European
patent
convention).
Rank
Xerox
(UK)
Business
Services
I3.
1
0
/
3.
6/
3.
3.
1\
DescriptionThe
present
invention
relates
to
circuits
for
evaluating
a
variable
inductance
and
in
particular
the
variable
inductance
of
an
inductive
displace-
ment
transducer.
Circuits
associated
with
such
transducers
are
disclosed
in,
for
example,
DE-A-29
24
093
and
DE-A-31
19
162.
The
transducer,
disclosed
in
the
DE-A-29
24
093
comprises
an
oscillator,
supplying
a
fixed
in-
ductance
and
a
variable
inductance,
having
a
com-
mon
connection
point
and
signal
processing
means,
connected
to
the
common
connection
point
to
provide
an
output
signal
representative
to
the
value
of
the
variable
inductance.
The
signal
processing
means
comprises
am-
plifiers,
which
can
be
adjusted,
to
compensate
the
offset
and
to
determine
frequency
of
the
oscillator.
In
existing
circuits
a
number
of
problems
arise.
For
example
low
pass
output
filters
are
required
which
introduce
unwanted
phase
shifts.
In
addition,
there
are
often
stability
problems.
The
present
invention
seeks
to
overcome
or
reduce
at
least
one
of
the
above
problems.
According
to
the
present
invention
there
are
provided
inductance
evaluating
circuits
as
set
out
in
independent
claims
1
and
2.
The
above
circuits
have
a
number
of
advan-
tages.
They
provide
an
output
signal
with
a
low
residual
ripple
so
that
a
low
frequency
filter
is
not
required.
There
are
no
problems
with
stability,
the
circuits
are
not
sensitive
to
phase
shifts
and
there
are
only
a
few
component
sub-assemblies
which
affect
the
accuracy
of
the
circuits.
When
used
in
connection
with
an
inductive
displacement
transducer,
high-
resolution
measure-
ment
may
be
achieved.
The
displacement
may
be
converted
by
the
transducer
into
an
inductance
ratio
L/Lo
which
is
proportional
to
displacement
and
is
then
converted
by
the
signal-processing
circuit
into
an
electric
output
signal
which
may
take
any
desired
form,
e.g.
an
analogue
signal,
a
binary
value
or
a
mark/space
ratio.
In
a
preferred
embodiment
the
signal-process-
ing
means
comprises
an
amplification
control
cir-
cuit
comprising
means
for
rectifying
the
signal
from
the
common
connection
point,
and
means
for
in-
tegrating
the
output
of
the
rectifying
means.
The
rectifying
means
may
comprise
a
switch
which
is
switchable
by
a
synchronising
output
derived
from
the
oscillator
to
receive
an
input
signal
directly
or
via
inverting
means.
The
amplification
control
cir-
cuit
may
further
comprise
a
delay
element
between
the
rectifying
means
and
the
integrating
means,
and
the
output
of
the
integrating
means
may
be
supplied
to
a
sample-and-hold
circuit
the
operation
of
which
is
controlled
by
a
synchronising
output
derived
from
the
oscillator
or
from
timing
signal
generating
means
which
also
control
the
first
os-
cillator.
Such
a
control
circuit
provides
both
the
output
signal
Uact
of
the
WhoIe
circuit
and
a
control
signal
V
for
ensuring
that
changes
in
the
value
of
induc-
tance
L
are
quickly
and
accurately
followed
and
that
any
errors
are
quickly
corrected.
In
a
preferred
embodiment,
between
the
com-
mon
connection
point
and
the
amplification
control
circuit
there
is
connected
a
circuit
for
adjusting
the
signal
of
the
common
connection
point
to
a
refer-
ence
d.c.
voltage
level.
The
adjusting
circuit
is
preferably
constituted
by
a
differential
amplifier
cir-
cuit.
This
has
the
advantage
of
compensating
any
offset
voltages
present.
A
voltage
divider
may
be
connected
between
the
first
oscillator
and
the
input
of
the
differential
amplifier
circuit.
This
has
the
advantage
of
detect-
ing
any
breaks
in
a
cable
or
a
short-circuiting
to
ground
of
the
common
connection
point.
A
preferred
embodiment
of
the
present
inven-
tion
will
now
be
described,
by
way
of
example
only,
with
reference
to
the
accompanying
drawings,
of
which:
Fig.1
is
a
circuit
diagram
of
a
prior
art
arrange-
ment;
Fig.2
is
a
circuit
diagram
of
an
arrangement
in
accordance
with
the
present
invention;
and
Fig.3
is
a
signal
diagram
indicating
the
signals
occurring
at
various
locations
within
the
circuit
of
Fig.2.
Referring
now
to
Fig.1,
there
is
shown
a
prior
art
circuit
comprising
an
oscillator
10,
a
half-wave
control
device
11,
which
supplies
a
synchronising
input
to
a
half-wave
rectifier
13,
and
an
output
drive
stage
14.
The
common
connecting
point
of
a
fixed
inductance
Lo
and
a
variable
inductance
L
is
con-
nected
to
an
inverting
amplifier
12,
the
output
of
which
is
supplied
to
the
half-wave
rectifier
13
to
40
produce
an
output
URW
which
represents
the
value
of
the
variable
inductance.
Referring
now
to
Fig.2
there
is
shown
an
ar-
rangement
in
accordance
with
the
present
invention
comprising
an
oscillator
stage
20
which
comprises
45
a
sine-wave
oscillator
10
and
a
synchronising
out-
put
stage.
The
output
of
the
oscillator
is
shown
at
A1
in
Fig.3.
This
signal
is
supplied
directly
to
a
first
impedance
transformer
B1
and
then
to
a
terminal
RWO
connected
to
a
first
end
of
fixed
inductance
Lo
and
indirectly
to
a
second
impedance
trans-
former
B2
and
thence
to
a
terminal
RW2
con-
nected
to
a
first
end
of
the
variable
impedance
L.
The
impedance
transformers
B1
and
B2
supply
the
sinusoidal
oscillations
to
the
inductances
with
low
resistance
and
without
retroactive
effect.
The
os-
cillator
output
A1
is
also
supplied
to
the
synch-
ronisation
stage
which
comprises
a
comparator
K
and
a
dead-time
member
T.
The
"sync"
signal
is
delayed
by
the
dead-time
member
T,
to
com-
pensate
the
phase
shift
of
signals
RWO
and
RW2
relative
to
signal
RW1.
The
synchronising
output
signals
of
this
stage
are
shown
at
A4
in
Fig.3.
The
connection
between
the
oscillator
output
A1
and
the
impedance
transformer
B2
is
via
a
controllable,
inverting
amplifier
B3,
which
forms
part
of
a
multiplier
circuit
50.
The
output
of
am-
plifier
B3
is
shown
at
A2
in
Fig.3.
When
the
ratio
of
the
amplitude
of
the
signal
at
terminal
RW2
to
the
amplitude
of
the
signal
at
RWO
is
exactly
equal
to
L/L,,
there
is
balance,
and
the
signal
amplitude
at
terminal
RW1
becomes
zero.
This
corresponds
to
the
signals
shown
in
the
centre
column
of
Fig.3.
If,
however
U
R
W
O
U
RW
2a
corresponding
amplitude
appears
at
RW1
(see
left
or
right
columns
of
Fig.3).
By
means
of
a
differential
input
amplifier
30
connected
to
terminal
RW1,
the
average
value
of
this
oscillation
is
ad-
justed
so
that
the
average
value
at
measuring
point
A3
corresponds
to
the
internal
reference
voltage
UR.
Amplifier
30
comprises
an
adder
circuit
32,
a
plus
input
of
which
receives
the
signal
from
termi-
nal
RW1,
and
a
minus
input
of
which
receives
an
output
signal
from
a
delay
member
VZ2
the
input
of
which
is
also
connected
to
receive
the
signal
RW1.
The
output
of
adder
32
is
supplied
via
an
inverting
amplifier
BE
to
measuring
point
A3.
The
A.C.
signal
at
measuring
point
A3
is
recti-
fied
with
reference
to
UR
by
an
analogue
inverter
B4
and
an
analogue
switch
S.
The
signal
"Sync"
from
point
A4
serves
for
synchronisation
and
changes
over
at
each
zero-crossing
point.
The
out-
put
of
switch
S
is
indicated
at
AS
in
Fig.3.
The
rectified
signal
at
AS
is
then
filtered
by
delay
element
VZ1
and
integrated
at
I
with
refer-
ence
to
the
reference
voltage
UR.
The
deviation
from
UR
of
the
average
value
of
the
signal
at
A6
is
proportional
to
the
difference
of
the
actual
amplitude
at
RW2
relative
to
the
stabi-
lized
amplitude
at
RW2;
by
means
of
the
integra-
tion
of
this
deviation
there
is
obtained
a
tracking
control
value.
This
is
quantised
in
time
by
a
sample-and-hold
circuit
S
&
H
which
is
controlled
by
a
monostable
trigger
M
connected
to
the
"sync"
signal.
The
control
voltage
V
thus
obtained,
see
line
A7
in
Fig.3,
controls
the
amplification
of
the
controllable
amplifier
B3
via
a
converter
51
within
multiplier
50.
The
output
signal
of
the
cirCU
t
Uact
!
also
obtained
from
converter
51.
Finally,
to
detect
a
break
in
a
cable
or
short
circuiting
to
ground
of
the
signal
at
RW1,
there
is
provided
a
voltage
divider
X
which
is
connected
to
the
output
of
oscillator
10
to
provide
a
divided-
down
sine-wave
which
is
added
in
adder
circuit
31
to
the
RW1-signal.
Various
modifications
may
be
made
to
the
above
described
arrangement.
For
example,
the
implementation
of
the
converter
51
and
the
am-
plifier
B3
is
dependent
upon
the
desired
form
of
the
output
signal
Ua?t
and
upon
the
required
accu-
racy.
As
described
an
analogue
signal
is
produced
by
an
analogue
multiplier.
The
multiplier
may
com-
prise
an
operational
transconductance
amplifier.
Al-
ternatively
a
10-Bit
word
output
could
be
obtained
from
an
A/D
converter
51
and
an
amplifier
B3
with
a
digitally
determined
amplification
factor.
The
out-
put
signal
could
also
be
in
the
form
of
a
signal
with
a
variable
mark/space
ratio.
Where
desired,
a
tim-
ing
input
may
be
provided
to
the
converter
51
from
the
output
monostable
trigger
M,
as
shown
in
a
broken
line
in
Fig.2.
Figure
2
shows
a
preferred
embodiment
of
the
present
invention
and
various
integers
can
be
omitted
if
desired,
for
example
the
differential
amplifier
30,
the
voltage
divider
X,
the
delay
element
VZ1
and/or
the
sample
and
hold
circuit
S
&
H
and/or
the
monostable
trigger
M
of
the
amplification
controller
40,
and
the
converter
51.
If
desired
the
control
amplifier
B3
could
be
alternatively
connected
in
the
path
from
oscillator
10
to
the
fixed
inductance
Lo.
Instead
of
the
synchronising
output
being
de-
rived
from
the
oscillator
10,
it
may
be
derived
from
a
common
timing
signal
generating
means
which
also
controls
oscillator
10.
In
a
further
modification,
the
controllable
amplifier
B3
is
replaced
by
an
amplitude-controllable
second
oscillator
which
is
also
connected
to
the
common
timing
signal
gen-
40
erating
means.Claims1.
An
inductance-evaluating
circuit
comprising
a
45
first
sine-wave
oscillator
(10)
supplying
a
fixed
inductance
(L
)
and
a
variable
inductance
(L)
having
a
common
connection
point
(RW1),
and
signal-processing
means
(30,
40)
connected
to
the
common
connection
point
(RW1)
to
pro-
vide
an
output
signal
(Uact)
representative
of
the
value
of
the
variable
inductance
(L),
the
oscillator
signal
being
supplied
by
respective
paths
(B1,
B2)
to
the
ends
of
the
inductances
(L
,
L)
remote
from
the
common
connection
point
(RW1),
one
of
said
paths
(B2)
incorporat-
ing
a
controllable
signal-generating
device,
wherein
the
controllable
signal-generating
de-
vice
is
a
controllable
amplifier
(B3),
charac-tensed
in
that,
an
output
(A7)
of
said
signal-
processing
means
(30,
40),
is
connected
to
the
controllable
amplifier
(B3)
and
delivers
a
con-
trol
voltage
(V)
to
control
the
amplification
of
the
controllable
amplifier
(B3).An
inductance-evaluating
circuit
comprising
a
first
sine-wave
oscillator
(10)
supplying
a
fixed
inductance
(L
)
and
a
variable
inductance
(L)
having
a
common
connection
point
(RW1),
and
signal-processing
means
(30,
40)
connected
to
the
common
connection
point
(RW1)
to
pro-
vide
an
output
signal
(Uact)
representative
of
the
value
of
the
variable
inductance
(L),
the
oscillator
signal
being
supplied
by
respective
paths
(B1,
B2)
to
the
ends
of
the
inductances
remote
from
the
common
connection
point
(RW1),
one
of
said
paths
(B2)
incorporating
a
controllable
signal-generating
device,
charac-
terised
in
that,
an
output
(A7)
of
said
signal-
processing
means
(30,
40)
is
connected
to
the
controllable
signal-generating
device
wherein
the
controllable
signal-generating
device
is
an
amplitude-controllable
second
oscillator,
con-
nected
to
timing
signal
generating
means
which
also
control
said
first
oscillator
(10).A
circuit
according
to
claim
1
or
claim
2,
wherein
the
signal-processing
means
(30,
40)
comprises
an
amplification
control
circuit
(40)
comprising
means
(B4,
S)
for
rectifying
the
signal
from
the
common
connection
point
(RW1),
and
means
(I)
for
integrating
the
output
of
the
rectifying
means
(B4,
S).4.
A
circuit
according
to
claim
3,
wherein
the
rectifying
means
(B4,
S)
comprises
a
switch
(S)
which
is
switchable
by
a
synchronising
output
(A4)
derived
from
the
first
oscillator
(10)
to
receive
an
input
directly
or
via
inverting
means
(B4).A
circuit
according
to
claim
3
or
4,
wherein
the
amplification
control
circuit
(40)
further
com-
prises
a
delay
element
(VZ1)
between
the
rec-
tifying
means
(B4,
S)
and
the
integrating
means
(I),
and
wherein
the
output
of
the
in-
tegrating
means
(I)
is
supplied
to
a
sample-
and-hold
circuit
(S
+
H),
the
operation
of
which
is
controlled
by
a
synchronising
output
(A4)
derived
from
the
first
oscillator
(10)
or
from
timing
signal
generating
means
which
also
control
the
first
oscillator
(10).A
circuit
according
to
any
of
claim
3
to
5,
wherein
between
the
common
connection
point
(RW1)
and
the
amplification
control
circuit
(40)
there
is
connected
a
circuit
(30)
for
adjusting
the
signal
of
the
common
connection
point
so
that
the
average
value
corresponds
to
a
inter-
nal
reference
d.c.
voltage
level
(URL.
7.
A
circuit
according
to
claim
6,
wherein
the
circuit
(30)
is
a
differential
amplifier
circuit
and
a
voltage
divider
(X)
is
connected
between
the
output
of
the
first
oscillator
(10)
and
the
input
of
the
differential
amplifier
circuit.8.
A
circuit
according
to
any
preceding
claim,
wherein
the
output
(A7)
of
the
signal-process-
ing
means
(30,
40)
is
connected
to
a
multiplier
circuit
(50)
comprising
a
converter
(51)
which
supplies
output
signals
(Uact.
)
to
an
output
terminal
of
the
inductance-evaluating
circuit
and
to
the
control
input
of
the
controllable
signal-generating
device
(B3).
9.
An
inductance-evaluating
circuit
according
to
any
preceding
claim
wherein
the
inductances
(L,
L
)
are
part
of
an
inductive
displacement
transducer.
Patentanspriiche1.
Induktivitatsauswerteschaltung
wit
einem
er-
sten
Sinuswellenoszillator
(10),
der
wit
einer
festen
Induktivitat
(Lo)
und
einer
variablen
In-
duktivitat
(L)
verbunden
ist,
die
einen
gemein-
samen
Verbindungspunkt
(RW1)
aufweisen,
wit
signalverarbeitenden
Mitteln
(30,
40),
die
wit
dem
gemeinsamen
Verbindungspunkt
(RW1)
verbunden
sind
und
em
Ausgangssignal
(Uact)
lefern,
das
abhangig
ist
vow
Wert
der
variablen
Induktivitat
(L),
wobei
das
Oszillator-
signal
dber
entsprechende
Pfade
(B1,
B2)
zu
den
Enden
der
Induktivitaten
(Lo
,
L)
gelangt,
die
vowgemeinsamenVerbindungspunkt
40
(RW1)
abgewandt
sind
und
einer
dieser
Pfade
(B2)
eine
regelbare
signalerzeugende
QueIIe
umfa8t,
wobei
diese
regelbare
signalerzeugen-
de
QueIIe
em
regelbarer
Verstarker
(B3)
ist,
dadurch
gekennzeichnet,
dat
em
Ausgang
(A7)
45
der
signalverarbeitenden
Mittel
(30,
40)
wit
dem
regelbaren
Verstarker
(B3)
verbunden
ist
und
eine
Regelspannung
erzeugt,
zur
Rege-
lung
zur
Verstarkung
des
Regelverstarkers
(B3).2.
Induktivitatsauswerteschaltung
wit
einem
er-
sten
Sinuswellenoszillator
(10),
der
wit
einer
festen
Induktivitat
(Lo)
und
einer
variablen
In-
duktivitat
(L)
verbunden
ist,
die
einen
gemein-
samen
Verbindungspunkt
(RW1)
aufweisen,
wit
signalverarbeitenden
Mitteln
(30,
40),
die
wit
dem
gemeinsamen
Verbindungspunkt
(RW1)
verbunden
sind
und
em
Ausgangssignal
(Uact)
lefern,
das
abhangig
ist
vow
Wert
der
variablen
Induktivitat
(L),
wobei
das
Oszillator-
signal
dber
entsprechende
Pfade
(B1,
B2)
zu
den
Enden
der
Induktivitaten
(Lo
,
L)
gelangt,
die
vow
gemeinsamen
Verbindungspunkt
(RW1)
abgewandt
sind
und
einer
dieser
Pfade
(B2)
eine
regelbare
signalerzeugende
QueIIe
umfa8t,
dadurch
gekennzeichnet,
dat
em
Aus-
gang
(A7)
der
signalverarbeitenden
Mittel
(30,
40)
wit
der
regelbaren
signalerzeugenden
QueIIe
verbunden
ist,
wobei
die
regelbare
si-
gnalerzeugende
QueIIe
em
amplitudengeregel-
ter
zweiter
Oszillator
ist,
der
wit
zeitsignaler-
zeugenden
Mitteln
verbunden
ist,
die
auch
den
ersten
Osziilator
(10)
regeln.Auswerteschaltung
nach
Anspruch
1
oder
2,
bei
der
die
signalverarbeitenden
Mittel
(30,
40)
einen
verstarkungsregelnden
Schaltkreis
(40)
aufweisen,
der
Mittel
(B4,
S)
umfa8t
um
das
Signal
vow
gemeinsamen
Verbindungspunkt
(RW1)
gleichzurichten
und
Mittel
(I)
zum
Inte-
grieren
des
Ausgangssignales
der
gleichrich-
tenden
Mittel
(B4,
S).4.
Auswerteschaltung
nach
Anspruch
3,
bei
der
die
gleichrichtenden
Mittel
(B4,
S)
einen
SchaI-
ter
(S)
umfassen,
der
umschaltbar
ist
durch
einen
Synchronisationsausgang
(A4),
der
vow
ersten
Oszillator
(10)
angesteuert
wird
um
eine
direkte
Verbindung
oder
eine
dber
invertieren-
de
Mittel
(B4)
zu
erhalten.Auswerteschaltung
nach
Anspruch
3
oder
4,
bei
der
der
verstarkungsregelnde
Schaltkreis
(40)
weiterhin
em
Verzogerungselement
(VZ1)
um-
fa8t,
das
zwischen
den
gleichrichtenden
Mitteln
(B4,
S)
und
dem
In-
tegrationsmittel
(I)
liegt,
wobei
der
Ausgang
der
Integrationsmittel
(I)
an
einen
sample-and-hold-circuit
(S
+
H)
gelegt
wird,
dessen
Funktion
gesteuert
wird
uber
einen
Synchronisationsausgang
(A4),
der
vow
ersten
Oszillator
(10)
oder
von
den
zeitsi-
gnalerzeugenden
Mitteln,
die
auch
den
ersten
Oszillator
(10)
regeln,
angesteuert
wird.Auswerteschaltung
nach
einem
der
Ansprdche
3
bis
5,
bei
der
zwischen
dem
gemeinsamen
Verbindungspunkt
(RW1)
und
dem
verstar-
kungsregelnden
Schaltkreis
(40)
em
Schaltkreis
(30)
angeschlossen
ist
zur
Einstellung
des
Si-
gnales
des
gemeinsamen
Verbindungspunktes
derart,
dat
der
Mittelwert
einer
internen
Refe-
renzgleichspannung
(URL
entspricht.7.
Auswerteschaltung
nach
Anspruch
6,
bei
der
der
Schaltkreis
(30)
em
Differenzverstarker
ist
und
em
Spannungsteiler(X)
zwischenden
Ausgang
des
Sinuswellenoszillators
(10)
und
den
Eingang
des
Differenzverstarkers
geschal-
tet
ist.s
8.
Auswerteschaltung
nach
einem
der
vorherge-
henden
Ansprdche,
bei
der
der
Ausgang
(A7)
der
signalverarbeitenden
Mittel
(30,
40)
an
eine
Multiplizierschaltung
(50)
gelegt
ist,
die
einen
Wandler
(51)
umfa8t,
der
Ausgangssignale
(Uact.
+)
an
einen
Ausgangsanschlu8
des
In-
duktivitatsauswerteschaltkreises
und
an
den
Regeleingang
der
regelbaren
signalerzeugen-
den
QueIIe
(B3)
liefert.is
9.
Auswerteschaltung
nach
einem
der
vorherge-
henden
Ansprdche,
bei
der
die
Induktivitaten
(L,
Lo)
TeiI
eines
induktiven
Lagegebers
sind.Revendications1.
Circuit
d"évaIuation
d"inductance
comprenant
un
premier
oscillateur
d"onde
sinusoTdale
(10)
alimentant
une
inductance
fixe
(Lo)
et
une
in-
ductance
variable
(L)
comportant
un
point
de
branchement
commun
(RW1),
et
des
moyens
de
traitement
de
signaux
(30,
40)
branchés
au
point
de
branchement
commun
(RW1)
pour
fournir
un
signal
de
sortlé
(Uact)
représentatif
de
la
valeur
de
I"inductance
variable
(L),
Ie
signal
de
I"osciIIateur
étant
appliqué
par
des
chemins
respectifs
(B1,
B2)
aux
extrémités
des
inductances
(Lo,
L)
opposées
au
point
de
bran-
chement
commun
(RW1),
I"un
de
ces
chemins
(B2)
incorporant
un
dispositif
de
génération
de
signaux
commandable,
dans
lequel
Ie
dispositif
de
génération
de
signaux
commandable
est
un
amplificateur
commandable
(B3),
circuit
carac-
térisé
en
ce
qu"une
sortie
(A7)
des
moyens
de
traitement
de
signaux
(30,
40)
est
branchée
a
do
I"ampIificateur
commandable
(B3)
et
fournit
une
tension
de
commande
(V)
destinée
a
com-
mander
I"ampIification
de
I"ampIificateur
com-
mandable
(B3).45
2.
Circuit
d"évaIuation
d"inductancecomprenant
un
premier
oscillateur
d"onde
sinusoTdale
(10)
alimentant
une
inductance
fixe
(Lo)
et
une
in-
ductance
variable
(L)
comportant
un
point
de
branchement
commun
(RW1),
et
des
moyens
de
traitement
de
signaux
(30,
40)
branchés
au
point
de
branchement
commun
(RW1)
pour
fournir
un
signal
de
sortlé
(Uact)
représentatif
de
la
valeur
de
I"inductance
variable
(L),
Ie
signal
de
I"osciIIateur
étant
appliqué
par
des
chemins
respectifs
(B1,
B2)
aux
extrémités
des
inductances
opposées
au
point
de
branche-
ment
commun
(RW1),
I"un
de
ces
chemins
(B2)
incorporant
un
dispositif
de
génération
de
signaux
commandable,
circuit
caractérisé
en
ce
qu"une
sortie
(A7)
des
moyens
de
traite-
ment
de
signaux
(30,
40)
est
branchée
au
dispositif
de
génération
de
signaux
comman-
dable,
dans
lequel
Ie
dispositif
de
génération
de
signaux
commandable
est
un
second
oscil-
lateur
commandable
en
amplitude
et
branché
aux
moyens
de
génération
de
signaux
de
synchronisation
commandant
également
Ie
premier
oscillateur
(10).
Circuit
selon
I"une
quelconque
des
revendica-
tions
1
et
2,
caractérisé
en
ce
que
les
moyens
de
traitement
de
signaux
(30,
40)
comprennent
un
circuit
de
commande
d"ampIification
(40)
comprenant
des
moyens
(B4,
S)
de
redresse-
ment
du
signal
provenant
du
point
de
branche-
ment
commun
(RW1),
et
des
moyens
(I)
d"inté-
gration
du
signal
de
sortie
des
moyens
de
redressement
(B4,
S).4.
Circuit
selon
la
revendication
3,
caractérisé
en
ce
que
les
moyens
de
redressement
(B4,
S)
comprennent
un
commutateur
(S)
commutable
par
une
sortie
de
synchronisation
(A4)
prove-
nant
du
premier
oscillateur
(10),
de
manure
a
recevoir
un
signal
d"entrée
soit
directement
soit
par
I"intermédiaire
de
moyens
inverseurs
(B4).Circuit
selon
I"une
quelconque
des
revendica-
tions
3
et
4,
caractérisé
en
ce
que
Ie
circuit
de
commande
d"ampIification
(40)
comprend
en
outre
un
élément
de
retard
(VZ1)
entre
les
moyens
de
redressement
(B4,
S)
et
les
moyens
d"intégration
(I),
et
en
ce
que
Ie
signal
de
sortie
des
moyens
d"intégration
(I)
est
ap-
pliqué
a
un
circuit
d"échantiIIonnage
et
de
maintien
(S
+
H)
dont
Ie
fonctionnement
est
commandé
par
une
sortie
de
synchronisation
(A4)
provenant
du
premier
oscillateur
(10)
ou
des
moyens
de
génération
de
signaux
de
synchronisation
commandant
également
Ie
premier
oscillateur
(10).
Circuit
selon
I"une
quelconque
des
revendica-
tions
3
a
5,
caractérisé
en
ce
qu"entre
Ie
point
de
branchement
commun
(RW1)
et
Ie
circuit
de
commande
d"ampIification
(40)
on
branche
un
circuit
(30)
de
réglage
du
signal
du
point
de
branchement
commun,
de
fagon
que
la
Valeur
moyenne
corresponde
a
un
niveau
de
tension
continue
de
référence
interne
(URL.7.
Circuit
selon
la
revendication
6,
caractérisé
en
ce
que
Ie
circuit
(30)
est
un
circuit
d"ampIifica-
teur
différentiel,
et
en
ce
qu"un
diviseur
de
tension
(X)
est
branché
entre
la
sortie
de
I"os-
cillateur(10)
et
I"entrée
du
circuit
d"ampIifica-
teur
différentiel.
Circuit
selon
I"une
quelconque
des
revendica-
tions
précédentes,
caractérisé
en
ce
que
la
sortie
(A7)
des
moyens
de
traitement
de
si-
gnaux
(30,40)
est
branchée
a
un
circuit
multi-
plicateur
(50)
comprenant
un
convertisseur
(51)
fournissant
des
signaux
de
sortlé
(Uact?
)
a
une
borne
de
sortie
du
circuit
d"évaIuation
d"in-
ductance
et
a
I"entrée
de
commande
du
dispo-
sitif
de
génération
de
signaux
commandable
(B3).
Circuit
d"évaIuation
d"inductance
selon
I"une
quelconque
des
revendications
précédentes,
caractérisé
en
ce
que
les
inductances
(L,
Lo)
font
partie
d"un
transducteur
a
déplacement
inductif.4045
A
6
—
—
—
—
—-
-
-
-
-
—
-
-
-
-
-译文：
测量变化电感的电路（专利）欧洲专利局专利号：0371020
专利说明书
专利公布日期:1993.09.01
申请号：889038345
归档日期：1988.05.05
国际申请号：PCT/EP88/00376
国际出版号：WO
89/11105
(16.11.89
89/27)
测量变化电感的电路
申请日期：1990年06月06日
专利授权：1993年09月01日
专利描述
本发明涉及电路，用于评估一个可变电感，特别是可变电感的电感的位移换能器。这样的换能器相关的电路已经公开的例如DE-A-29
24
093
and
DE-A-31
19
162.
专利。DE-A-29
24
093传感器专利公开的内容包括，一个振荡器，提供一个固定的，具有一个共同连接点和信号处理装置，连接到公共连接点，以提供输出信号代表的值的可变电感的电感和可变电感。
信号处理装置包括放大器时，可以调节，以补偿的偏移量和固定振荡器的频率。
在现有的电路出现了一些问题。例如低通输出滤波器需要引入不必要的相移。此外，常常出现稳定性问题。
本发明的目的是克服或减少上述问题中的至少一个。
根据本发明所提供的电感检测电路独立权利要求1和2的电路。
上述电路具有一些优势。它们提供了一个低频滤波器的输出信号，使具有低残余纹波电压不是必需的。稳定不存在任何问题，该电路是不敏感的相移，并有只有少数组件的子组件，影响电路的准确性。
可以实现与连接电感的位移传感器，进行高分辨率的测量，位移量将被转换成电感量通过L/L0的变化，然后再后边的信号调理电路的作用下产生一个输出信号，该信号可能有多种形式，例如由换能器的位移可以被转换一个模拟信号，一个二进制值或标记/空间比。
在信号的选择处理装置包括：用于整流的公共连接点，集成整流装置的输出的装置，用于将信号从放大控制电路。该整流装置可以包括一个开关，该开关切换由来自振荡器的同步输出，用于接收输入信号，直接地或通过反相装置。放大控制电路还可以包括一个延迟元件的整流装置和所述积分装置之间的，和所述积分装置的输出可以被提供给一个采样和保持电路的操作，这是由来自同步输出振荡器或由定时信号产生装置，该装置还控制第一振荡器。这样的控制电路提供的输出信号的Uact度F时，整个电路确保电感L的值的变化的电路和一个控制信号V，快速，准确地跟踪和快速纠正任何错误在一个优选的实施例中，常见的连接点和放大控制电路之间有连接的公共连接点的信号，用于调节一个参考直流电路电压电平。调整电路由一个差分放大器电路构成的。这样能补偿偏移电压的是应用。
第一振荡器和差动放大电路的输入端的可以连接在电压分压器。这样做的优点在于在线检测到任何断裂或短路到地的公共连接点。
现在将描述本发明的一个优选实施实例，仅作为示例的方式，参考附图，其中：
图1是一个现有技术的装置的电路图;
图2是在根据本发明的布置的电路图;
图3是和图2在电路结构上有多出不同。
现在参看图1，其中示出了现有技术的电路，它包括一个振荡器10，一个半波，它提供了同步信号输入到一个半波整流电路13，一个输出驱动级14的控制装置11。的共同连接点是固定的电感Lo和一个可变电感L是con-连接到一个反相放大器12，它的输出被提供给半波整流电路13至40表示的变量的值产生一个输出URW电感。
现在参看图2中示出了根据本发明的接线敷设组成，它包括一个振荡器级（20）
正弦波振荡器（10）和同步输出级。振荡器的输出被显示在图3中的A1。这个信号被直接提供给第一阻抗变换器B1，然后固定的电感的第一端，罗和间接的第二阻抗变压器B2和从那里到终端RW2
con-连接的第一端连接到一个终端RWO可变阻抗L。供应阻抗变压器B1和B2的正弦振荡电感，低电阻，并没有追溯效力。晶体振荡器A1的输出也被提供给同步阶段，它包括一个比较器K和T的“同步”的信号被延迟了的死区时间的构件T的死区时间部件，来补偿信号的相移RWO和RW2相对信号RW1。在此阶段中的同步输出信号A4的图3中所示的。
振荡器的输出A1和阻抗变换器B2之间的连接是通过一个可控的，反相放大器B3，它的组成部分的乘法器电路50。A2在图3中所示的输出放大器B3。
RWO信号的振幅在终端RW2的信号的振幅之比为L
/
L，正好等于，是平衡，并在端子RW1的信号的振幅变为零。这对应于图3的中心列中所示的信号。
然而，如果
相应的幅度出现在RW1（参见图3的左或右列）。通过一个差分输入放大器30，连接到端子RW1，这种振荡的平均值是广告的调整，从而使平均的值，在测量点A3对应的内部参考电压UR。放大器30包括一个加法器电路32，一个加号的输入端接收来自终端的信号RW1，一个负输入端，其接收输出信号的延迟构件VZ2，其输入也被连接到接收信号RW1。加法器32的输出是通过提供一个反相放大器的BE到测量点A3。
在测量点A3的交流信号整流的参考UR由模拟B4逆变器和一个模拟开关S在每个零交叉点，从点A4的“同步”信号用于同步和更改。出，把开关S表示在AS3所示。
在AS整流后的信号由延迟元件VZ1，然后过滤，并集成在I参考的参考电压UR。
A6处的信号的平均值的UR的偏差成比例的实际幅度的差异在RW2相对的稳定lized振幅RW2;通过这种偏差的集成得到的跟踪控制值。这时间被量化，采样和保持电路S＆H这是由一个单稳态触发器连接到“同步”信号的中号。这样得到的控制电压V，请参阅图3中的线A7，通过转换器51内的乘法器50控制的可控放大器B3扩增。输出信号的的环流吨Uact从转换器51还获得。
最后，来检测中断的电缆或短路到地的信号RW1，提供一个分压器X的被连接到振荡器10的输出提供了一个分压的加法器中加入的正弦波电路31至RW1信号。
可以进行各种修改作出上述安排。例如，转换器51和放大器
B3的实施是取决于所需形式的输出信号Ua，以达到而所要求的精度。所描述的模拟信号是由一个模拟乘法器。乘数可能跨导运算放大器。另外，可以得到的10位字输出用数字确定的放大系数，从一个A
/
D转换器51和一个放大器B3。出，把信号也可以是在一个信号的形式与一个变量的标记/空间比。在需要的地方，一个时序输入被提供到转换器51从输出单稳态触发器中号，如在图2中的虚线所示。图2示出了本发明的优选实施例和各种的整数，如果需要的话，可以省略，例如在差动放大器30，电压的频X，延迟元件VZ1和/或样品和保持电路S＆H和/或单稳态触发器M的放大控制器40和转换器51。
如果需要控制放大器B3可以交替地连接在路径中，从振荡器10固定电感L。
除了来自振荡器10的同步输出，也可以是来自于一个共同的定时信号产生装置，该装置还控制振荡器10。在进一步的变形例中，所述可控放大器B3被替换，它也被连接到共同的定时信号发生装置，由幅度控制的第二振荡器。
声明：
一个电感测量电路包括：一个第一级正选拨发生电路，一个固定的电感L，还要可变电感L,有一个公共的连接端口RW1和信号处理方式连接到公共的连接端RW1，提供的呼出信号Uact
来代表电感量的变化L，供给振荡器的信号通过各自的路径（B1，B2）的端部远离的公共连接点（RW1）的电感（L，L），其中一个所述路径（B2）中使用一个可控的信号产生装置其特征在于，所述控制信号产生装置是一个可控制的放大器（B3），供给振荡器的信号通过各自的路径（B1，B2）的端部远离的公共连接点（RW1）的电感（L，L），其中一个路径（B2）中装有一个可控的信号产生装置，其特征在于，所述可控的信号发生装置是一个可控制的放大器（B3
）。
电感电路测量电路，包括：第一级正弦波振荡器（10）提供一个固定的电感（L）和一个可变电感（L），具有一个共同的连接点（RW1），信号处理装置（30，40）连接到公共连接点（RW1）提供输出信号（Uact），可变电感（L）的值代表，该振荡器信号被提供由相应的路径（B1，B2）的端部远离的公共连接的电感点（RW1），其中一个所述输出（A7）的路径（B2）结合一个控制信号产生装置，其特征在于在于，所述信号处理装置（30，40）被连接到控制信号产生装置，其特征在于，所述控制信号产生装置是一个幅度可控制的第二振荡器，con-连接到定时信号产生装置，该装置还控制所述第一振荡器（10）。
根据权利要求1或2所述的电路，其特征在于信号处理装置（30，40），包括一个放大控制电路（40）包括装置（B4，S），从公共连接点（RW1）的信号进行整流，并装置（I）中的集成整流装置的输出端（B4，S）。
根据权利要求3的电路，其特征在于，所述整流装置（B4，S）包括一个开关（S），这是通过切换来自第一振荡器（10）的同步输出（A4）直接或通过反相装置接收输入（B4）。
根据权利要求3或4，电路的其特征在于，所述放大控制电路（40）还包括一个延迟元件（VZ1）之间的整流装置（B4，S）和积分装置（Ⅰ），其特征在于，所述的在输出装置整体（Ⅰ）被提供给采样和保持电路（S+
H），这是由来自第一振荡器（10）或从定时信号的同步输出（A4），该操作产生装置也控制所述第一振荡器。
根据根据权利要求3至5中的任何一种电路，其特征在于，在公共连接点（RW1）和放大控制电路（40）之间连接的电路（30），用于调节信号的公共连接点，以便平均值对应到一个内部参考DC电压电平
第一振荡器（10）的输出端与差动放大电路的输入端之间连接的电路，根据权利要求6所述的方法，其特征在于，所述电路（30）是一个差分放大器电路和一个电压分压器（X）。
根据前述任一权利要求所述的电路，其特征在于，所述输出信号过程ing装置（A7）（30，40）被连接到一个乘法器电路（50）包括一个转换器（51）提供的输出信号（Uact.）到输出端的电感评估电路的控制输入端的控制信号产生装置（B3）。
电感测量电路，根据前述任一权利要求的方法，其中的电感（L，L）是一个电感位移传感器的一部分。
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